계장 앰프에도 바이어스 전류의 리턴 패스를 설치해야 한다
1. 센서가 출력하는 미소 신호를 증폭할 때에는 ‘계장 앰프’가 좋다
노이즈가 들어오기 쉬운 환경에서 센서가 출력하는 미소 전압을 추출할 때에는 2입력 차이의 전압(차동 전압)을 증폭하는 앰프(차동 증폭 회로)를 사용한다. 일반적인 OP 앰프를 사용한 차동 증폭 회로에서는 회로의 입력 임피던스를 높이기 어렵지만 IC화된 계장 앰프를 사용하면 입력 임피던스를 높일수 있다. 그림 1은 열전쌍의 미소 전압을 계장 앰프로 증폭하는 회로이다. 증폭률은 RG에 따라 정해진다. 입력 임피던스는 RG에 관계없이 매우 높아 AD620에서는 약 10GΩ이다.
2. 입력 바이어스 전류가 흐르도록 저항을 추가한다
열전쌍과 같은 플로팅 신호원을 계장 앰프에 접속할 때는 계장 앰프의 입력 바이어스 전류가 흐르는 경로를 확보하기 위해 R1이 필요하다. 그림 1의 R1이 없으면 입력 바이어스 전류에 의해 계장 앰프의 출력 전압이 ＋VS 또는 －VS로 포화되어 버린다.
전원을 켜고 나서 포화될 때까지 시간이 걸리는 경우도 있다. 예를 들면, 입력 신호원을 실드선으로 접지한 경우 신호원과 실드선 사이의 부유용량이 바이어스 전류로 충전될 때까지는 정상적으로 동작하면서 직류 전압이 조금씩 어긋나 마지막에는 포화된다.
3. 열전쌍 이외의 대책 사례
입력 신호가 AC인 경우, 동상 입력 전압을 절연하기 위해 트랜스를 사용하는 경우가 있다. 이 때에는 그림 2와 같이 센터 탭을 GND에 접속한다. 센터 탭이 없는 경우에는 그림 1과 마찬가지로 한쪽 입력 단자를 저항으로 GND에 접속해도 상관없다.
트랜스를 사용하지 않고 콘덴서로 AC 커플링할 경우에는 그림 3과 같이 양쪽 입력 단자에 바이어스 전류를 흘리는 저항이 필요하다.
고임피던스의 배선은 가드가 필요하다.
1. 전류-전압 변환 앰프인 경우
그림 4는 포토 다이오드의 광전류를 전압으로 변환하는 프리앰프이다. 포토 다이오드로 광량을 측정할 경우에는 입사광량에 비례한 광전류를 전압으로 변환한 후 A-D 변환하는 것이 일반적이다. 전류를 전압으로 변환하므로 트랜스 임피던스 앰프라고 부른다.
그림 4의 회로에서는 OP 앰프의 입력 단자간 전위차가 0V로 되도록 동작하기 때문에 포토 다이오드는 등가적으로 단락된 상태로 된다. 단락 전류는 애노드에서 흘러나온다. 단락 전류를 얻으면 온도 드리프트의 영향을 피할 수 있다.
2. 실장에 대한 연구
그림 4의 회로에서는 그림 5와 같이 가드 패턴을 설치할 필요가 있다. 고임피던스 배선(CAD에서 말하는 네트)을 패턴으로 둘러싸고, 같은 전위의 저임피던스 네트에 접속한다. 그림 4에 나타난 회로 예에서는 가드 패턴을 GND에 접속한다.
고임피던스의 도체가 프린트 기판 표면에 노출되는 부분을 가드 패턴으로 모두 둘러싸야 한다. 그림 5의 예에서 배선 패턴은 한쪽 면뿐이지만, 다른 한쪽 면에 랜드가 있는 경우에는 그 랜드도 둘러싸야 한다. 가드 패턴 안쪽에 다른 배선(네트)의 도체를 넣어서는 안 된다.
3. 가드 패턴이 없으면 사용할 수 없다
(1) 첫 번째 이유
가드 패턴이 없으면 OP 앰프의 출력 전압에 오프셋이 중첩된다. 구체적으로는 완전한 암전압일 때 출력 전압이 0V로 되지 않거나 역으로 미소한 빛이 입사해도 전압이 출력되지 않는다.
더욱이 계절이나 날씨에 따라 오프셋이 변동하는 경우가 있으므로, 측정할 때마다 오프셋을 교정해야 한다. 수동식 측정기라면 그래도 사용할 수 있지만 기기 내장용에서 연속적으로 광량을 측정하고자 할 경우에는 문제가 된다.
(2) 두 번째 이유
측정하고자 하는 빛이 미약한 경우에는 광전류도 미약하므로 A-D 변환할 수 있는 출력 전압을 얻으려면 RF를 크게 해야 한다.
즉, OP 앰프의 반전 입력 단자에 대한 배선은 고임피던스가 되어, 프린트 기판의 아주 작은 리크 전류가 반전 입력 단자로 흘러 들어가면 측정 오차의 요인이 된다.
프린트 기판 표면의 절연 저항은 표면 오염이나 온습도 등에 의해 크게 달라진다. 가령 10GΩ까지 떨어지면, 전원전압이 15V일 경우 1.5nA의 리크 전류가 흐른다. S5627-01의 암전류는 최대 50pA이므로 암전류의 30배나 된다.
가드 패턴 전위를 고임피던스 배선 전위와 같게 하면 전위차가 없는 곳에서 리크 전류가 흐르지 않는다.
4. 가드 패턴이 효과적인 다른 사례
원리를 이해했다면 가드 패턴은 실드가 아니라는 점을 알았을 것이다. 가드 패턴은 항상 GND에 연결된다고 해서 좋은것만은 아니다. 트랜스 임피던스 앰프 외에도 가드 패턴이 필요한 경우가 있다.
그림 6은 오프셋 조정 기능을 추가한 회로이다. 볼륨 대신 DAC를 사용하면 마이컴으로 오프셋을 제어할 수 있다. 그림 6과 같이 가드하고자 하는 네트의 전위가 GND가 아닌 경우, 같은 전위의 네트에 접속한다.
가드 패턴에는 리크 전류가 흘러 들어가므로 가드 패턴의 임피던스는 낮게 해야 한다.
10비트 이상의 분해능 성능은 쉽게 얻을 수 없다
1. 16비트 A-D 변환을 실현하는 회로는 아주 까다롭다
A-D 변환 시‘12비트’‘16비트’분해능 등으로 사양을 설정하는 경우도 많을 것이다.
현재 PC 프로세서 처리는 32비트, 64비트와 같은 비트폭이 이용되고 있으므로 이‘16’이라는 크기가‘특별할 것 없는 비트수’라고 생각할지도 모른다.
그러나 표 1과 같이 풀스케일을 5V(±2.5V)로 했을 때의 분해능은 1LSB(최소 비트)가 76.3㎶로, 실제로는 생각지도 못했을 정도로 작다. A-D 변환을 바르게 실행하려면 높은 분해능의 A-D 컨버터를 선택하기에 앞서 우선 주변 회로를 바르게 설계해야 한다.
2. 프린트 패턴을 그리는 방법이 약간 서투른 만큼 8비트 분해능밖에 얻을 수 없는 예
프린트 기판에서는 배선 패턴 폭 0.4mm(동박 두께 18㎛라고 한다)는 100mm당 230mΩ정도의 저항 성분을 갖고 있다. 여기서 그림 7과 같은 회로를 구성했다고 생각해 보자. 이 그림에서는 오프셋 전압 1㎶라는 제로 드리프트 앰프 AD8551을 사용했다.
그림 7(a)에서는 이 앰프의 전원전류 700㎂가 ①의 부분(폭 0.4mm, 길이 100mm인 패턴), 즉 A-D컨버터와 공통 그라운드를 경유하여 흐르는 것으로 한다. 이로써 발생하는 전압강하는 160㎶라고 계산할 수 있다. 이 크기는 표 1의 16비트 A-D 변환 1LSB의 크기(76.3㎶)를 이미 넘어섰다. 또한, 그림 7(b)은 장해가 더 커지는 예로, 소비전류가 ②의 부분, 신호원과 앰프 공통 그라운드를(여기도 폭 0.4mm, 길이 100mm인 패턴으로 한다) 흘러 160㎶의 전압 강하가 발생한다. 이것이 앰프에서 100배로 되어 16mV의 오차가 발생한다. 표 1에서도 알 수 있듯이 이렇게 되면 8비트 분해능 정도밖에 지원할 수 없다.
이와 같이 700㎂ 앰프의 전원전류가 100mm 패턴에 흐르기만 해도 A-D 변환에 오차가 발생하게 된다는 것을알수있다. 또한‘특별할 것 없는 비트 수’인‘16’이 실제로는 상당한 정밀도를 요구하고 있다는 것도알수있다.
3. 공통 그라운드 문제만 고정밀도를 저해하는 것이 아니다
여기서는 일례로 16비트 분해능에 대한 프린트 기판의 배선패턴(공통 그라운드)의 영향도를 소개했다. ‘16비트가 어떻게 높은 분해능인지’는 알았을 것이다.
이 뿐만 아니라 분해능에 대해 오차를 발생시킬 수 있는 그 밖의 요인, 예를 들면 그림 8과 같은 주변 회로에 의한 다양한 영향 요인도 생각할 수 있다. 하나씩 요인을 음미하고 문제 유무를 확인하면서 설계하는 것이 중요하다
션트 저항의 기생 인덕터에 의한 고주파에서의 오차 증가는 CR로 억제한다
션트 저항을 10k∼1MHz까지 사용하는 방법에 대해 설명한다.
1. 기생 인덕턴스 성분이 오차로 된다
그림 9는 10A 이하의 전류 검출에 흔히 사용되는 션트 저항 주변 회로를 나타낸 것이다. RO는 션트 저상의 원래 저항, LP는 기생 인덕턴스, r1, r2는 리드선과 프린트 기판 등의 외부 배선 저항이다.
이 회로의 문제점은 r1, r2와 LP에 의해 발생하는 오차이다. 직류적으로 생각했을 때 오차 요인은 r1, r2뿐이다. LP의 임피 던스 jωLP가 RO의 값에 대해 무시할 수 없는 주파수일 때에는 LP도 오차 요인이 된다.
그림 9는 2단자형 션트 저항의 예이다. r1, r2에 의한 오차를 피하기 위해 전류 단자와 전압 검출 단자를 분리한 그림 10과 같은 4단자형이 있다. 검출 단자 T3, T4에도 r3, r4가 기생하고 있지만 U1의 입력 임피던스가 크기 때문에 오차로 되지는 않는다.
2. R과 C를 추가하여 주파수 특성을 보상한다
RO와 LP의 합성 임피던스는 RO＋jωLP이다. RO＝1mΩ, LP＝10nH라고 하면 주파수 16kHz에서 RO와 LP의 임피던스는 같다[그림 11(a)].
이 때(16kHz일 때) 그림 10의 T3과 T4의 검출 전압의 경우 크기는 1.4배(＋3dB)로, 위상은 45°앞서게 된다. 또한, 주파수를 높이면 전압은 ＋20dB/dec로 상승하고 위상은 90°까지 앞선다. LP에 의한 오차를 무시할 수 있는 주파수는 RP에 비례하고 LP에 반비례한다. 그림 12는 대책안을 나타낸 것이다. 오차 발생 주파수가 10배 정도로 높아진다.
RO＋LP 전류에서 전압으로의 전달함수는 RO와 LP의 시정수를 TLR＝LP/RO라고 할 경우 다음과 같다.
GS(s)＝1＋sTLR이 바이패스 특성을 평평하게 하기 위해서는 다음에 나타난 식의 로우 패스 특성의 보상 회로를 센싱 앰프 입력부에 삽입하여 TLR＝TCR로 한다. 그림 12에서는 TCR＝C1R1이다. R5≫(RO＋r3＋r4)로 선택한다.
GF(s)＝1/(1＋sTCR)
온도 센서의 특성은 데이터시트에 기재된 상수를 사용한 식으로 나타낼 수 있다
1. 기본 온도 센서‘NTC 서미스터’의 성질
NTC 서미스터는 온도에 따라 저항값이 변화하는 온도 센서 중 하나이다. NTC 서미스터 메이커는 5℃ 스텝의 저분해능 온도 특성표를 공개하고 있는데, 분해능이 더 높은 온도 측정이 필요한 경우에는 사양서에 기재된 B상수를 이용한다.
B상수는 JTSC2570에 정해진 NTC 서미스터 고유의 특성으로, 그림 13의 25℃(＝1/298.15K)와 85℃(＝1/348.15K)의 2점 사이를 연결하는 직선의 기울기에 해당한다. 서미스터에 따라 B상수를 구할 때의 기준 온도가 다르다.
그림 14와 같이 NTC 서미스터는 섭씨온도에 반비례하는 저항 특성을 가졌지만 가로축을 절대온도의 역수 [1/K]로, 세로축을 대수로 표현하면 직선이 된다.
2. B상수를 구하는 식
서미스터의 B상수는 사양서에 기술된 특성표에서 구할 수도 있다. SEMITEC社의 103AT인 경우에는 다음과 같은 식으로 구할수 있다.
단, TA는 절대온도 변환상수(273.15)[K], TL은 저온 측 기준 섭씨온도(25)[℃], TH는 고온 측 기준 섭씨온도(85)[℃], RL은 저온 측 기준 섭씨온도일 때의 서미스터 저항값(10k)[Ω], RH는 고온 측 기준 섭씨온도일 때의 서미스터 저항값(1.45k)[Ω]이다.
B상수에서 25℃와 85℃일 때의 서미스터 저항값을 구하면 다음과 같다.
단, TX는 임의의 온도[℃], Boffset은 B상수의 오프셋이다.
103AT(SEMITEC)가 85℃(TX)일 때의 저항값 R85는 다음과 같다.
25℃일 때의 저항값 R25는 다음과 같다.
B상수를 사용하여 임의의 서미스터 저항값에서 서미스터의 온도를 구하는 식은 다음과 같다.
RX＝10kΩ일때의온도 T10k는 다음 식과 같다.
또한 RX＝1.4511kΩ일때의온도 T1.45k는 다음 식과 같다
3. B수를 사용한 온도 환산식은 저온 측에서 정밀도가 나쁘다
B상수를 사용한 직선 보간은 어디까지나 근사이다. 그림 15와 같이, 특히 저온 측에서 실제 값과 차이가 난다. 그림 16에 나타난 B상수의 온도 측정 오차에서 알 수 있듯이, 저온 측에서 이 서미스터를 사용할 경우 환경 온도 범위에 따라 B상수를 다시 구한다. 혹은 Steinhart-Hart식‘( B상수보다 정밀하게 근사할 수 있는 Steinhart-Hart 상수’부분 참조)과 같이 더 자세한 NTC 서미스터 모델을 사용해야 한다.
저항분압비를 A-D 변환할 때의 기준 전원 IC는 낭비
1. A-D 변환 REF 단자에 입력하는 기준 전압의 소스에 따라 정밀도가 달라진다
그림 17은 저항 RX의 변화를 전압 변화로 바꾸고 다시 디지털 신호로 변환하는 회로이다. RX는 가령 온도가 상승하면 저항값이 내려가는 NTC 서미스터이다.
A-D 컨버터의 A-D 변환 시 기준 전압이 되는 REF 단자에는 고정밀 기준 전원 IC의 출력 전압이 입력되고 있다. 이 측정 회로는 높은 정밀도를 얻을 수 없다.
NTC 서미스터를 사용한 온도 측정에서 의미를 갖는 것은 값을 이미 알고 있는 풀업 저항과 서미스터의 저항 비이다. 그러나 그림 17의 회로가 A-D 변환하는 것은 비(상대값)가 아니라 저항의 비에 전원전압 VCC를 건 절대값이다. 온도 등이 변동했을 때 Vref가 변화하지 않고 VCC만 변화하면 VCC의 변동이 오차 요인으로 된다.
그림 18은 고가의 기준 전원 IC를 사용하지 않고 전원전압 VCC를 REF 단자에 공급하여 전원전압과 A-D 컨버터의 기준 전압이 같도록 변화하게 한 회로이다. 이렇게 하면 전원전압 VCC와 REF 단자의 전압 비는 항상 1이 되어 온도를 높은 정밀도로 측정할 수 있게 된다. 이 방법을 레시오메트릭 측정이라고 한다.
2. 온도와 A-D 컨버터 출력 코드의 관계를 식으로 나타내 본다
어떤 온도일 때의 A-D 컨버터 출력 코드를 구해 본다. B상수를 사용하여 임의의 온도에서 A-D 컨버터의 출력 코드NX[비트]를 구하는 식은 다음과 같다.
RX 산출식과 변동의 의미는 앞에 나온‘온도 센서의 특성은 데이터시트에 기재된 상수를 사용한 식으로 나타낼 수 있다’ 부분을 참조하기 바란다.
단, RX는 서미스터의 저항값[Ω], RP는 풀업 저항값[Ω], N은 A-D 컨버터의 분해능[비트]이다.
25℃(TX)일 때의 8비트 A-D 컨버터의 출력 코드 N25는 다음과 같다.
85℃일 때의 출력 코드 N85는 다음과 같다.
반대로 A-D 컨버터 출력 코드 NX가 127일 때 NTC 서미스터의 온도 TX를 구하면 다음과 같다.
변수의 의미 등은 앞에 나온‘온도 센서의 특성은 데이터시트에 기재된 상수를 사용한 식으로 나타날 수 있다’부분을 참조하기 바란다.
NX＝32일 때의 온도는 다음과 같다.
3. 8비트 분해능이라도 1℃ 스텝으로 측정할 수 없는 것은 없다
그림 19는 A-D 컨버터의 출력 코드가 1LSB 변화할 때의 온도 변화량(온도 미분 비직선성)을 나타낸 그래프이다. A-D컨버터가 출력하는 코드에서 온도를 구하는 식을 이용하여 그렸다.
열전쌍과 달리 NTC 서미스터를 사용한 온도 측정 회로의 분해능은 측정 온도에 따라 변화한다. 측정 온도 범위에 따라서는 한정적으로 8비트 A-D 컨버터에서도 1℃ 스텝으로 측정할 수 있다는 것을 알 수 있다. 0.1℃ 스텝의 온도 측정 분해능을 실현하려면 12비트 이상의 분해능을 가진 A-D 컨버터가 필요하다.
센서 신호 증폭 회로에서 여러 차례 DC 차단하지 않는 편이 좋다
미소 신호를 다루는 센서 회로에서는 게인도 크고 센싱부의 온도 드리프트 등도 있으므로 직류 증폭이 어려울 때가 있다. 이런 케이스에서 검출 대상이 항상 움직이고 있는 경우에는 교류 증폭 회로로 하는 경우가 있다.
여기서는 그림 20에 나타난 것과 같은 교류 검출 회로에서 센서의 드리프트 저항용과 증폭 회로의 드리프트 & 오프셋 저감용으로 DC 차단을 2회 실시했다가 검출에 실패하게 된 사례를 소개한다.
1. 금속이 통과한 것을 검지하는 회로 : 신호의 변화를 교류 증폭
그림 21은 검출 코일 안을 통과하는 미소 금속을 검출하는 회로를 나타낸 것이다. 검출 원리는 콜피츠 발진 회로에서 금속이 통과했을 때의 코일 Q의 변화를 포착하여 Q 변화에 대응하는 발진 증폭을 검파하고 증폭함으로써 금속 통과를 검출하는 것이다.
그림 22는 발진 파형과 검파 신호이다. 발진 회로는 주위 온도나 센서 설치 환경의 영향(주위 금속) 등으로 진폭이 변동한다. 이러한 변동값은 검출체에 의한 변화보다 크기 때문에 교류 증폭한다.
증폭은 콘덴서와 저항으로 하이 패스 필터를 구성하고, 신호 변화보다 느린 수Hz 이하의 성분을 차단한다. 이 회로는 미분 회로라고도 한다.
이 CR 회로가 그림 20의 회로 ①과 같이 한 곳뿐인 경우와, ②와 같이 첫 단의 OP 앰프에 의한 DC 오프셋을 차단하기 위해 두 군데 있는 경우에 대해 설명한다.
2. 콘덴서에 의한 DC 차단＝신호의 미분
그림 23은 금속 통과에 의한 검파 신호의 원파형과 그것을 미분한 신호 파형의 변화이다.
1회째 미분에서는 그림과 같이 위아래에서 신호 성분이 나오지만 검출 임계값을 넘어서는 것은 1회뿐이다. 이어서 2회째 미분에서는 검출 임계값을 2차례 넘어설 가능성이 있다는 것을 알 수 있다.
그림 23의 미분 파형은 수학적으로 실시한 경우이며, CR에 의한 미분에서는 그림 23과 같이 되지 않는다. 미분의 작용이 더 완만해진다. 그러나 검파 신호가 큰 경우에는 2회 미분하면 2회 검출할 가능성이 생긴다.
3. 임계값을 2회 넘어설지도 모른다?
2회 미분 파형 확인
Ø1mm 강구를 검출 코일에 통과시켰을 때 그림 21과 같은 회로 ①, ②의 검출 신호를 나타낸 것이 그림 24이다. 내경 20mm의 검출 코일로 하면 Ø1mm의 강구는 상당히 큰 검출체가 된다.
그림 24(a)의 1회 미분에서는 문제가 없다. 그러나 그림24(b)의 2회 미분에서는 검출 신호 뒷부분의 반동을 잘못 검출할 가능성이 있다.
4. 증폭 회로 설계 : 상황에 따라 DC 차단
OP 앰프의 오프셋이나 드리프트 등의 영향을 줄이고자 할때에는콘덴서로직류를여러차례차단하고싶은경우가있다. 그러나 이번과 같이 교류 증폭 회로에서 임계값을 넘었는지에 대해 1회 검출하려고 하면 콘덴서 차단은 1회 실행해야 한다.
2회 콘덴서 차단 시에는 1회째와 2회째의 DC 차단 시정수를 크게 바꿀 경우 그림 24(b)의 2회째 신호 변화를 어느 정도 줄일 수 있지만 완전하지는 않다.
B상수보다 정밀하게 근사할 수 있는 Steinhart-Hart 상수
1. 온도를 산출하는 3가지 방법과 정밀도
NTC 서미스터의 저항값에서 온도를 산출하는 방법에는 다음의 3가지가 있다. 표A는 각산 출방법의 특징을 정리한 것이다.
(1) 저항 온도 특성표를 이용한다
NTC 서미스터 사양서에는 5℃ 스텝의 특성표가 기재되어 있다. 이표에서 온도 데이터를 얻는다.
(2) B상수를 사용하여 근사식을 만든다
마찬가지로 사양서에는 25℃와 85℃를 기준으로 하는 근사식을 만들기위한상수(B상수)가기재되어있다.
B상수를 사용하여 온도-저항값의 관계를 나타내는 근사식을 만든다. 이 방법에서는 10비트 이상의 분해능을 가진 A-D 컨버터가 필요하다.
그림 A(a)와 같이 0℃ 이상에서 약 ±0.5℃ 이하의 오차가 발생하며, 0℃이하에서는 오차가 현저하게 증가한다.
(3) Steinhart-Hart 상수를 사용하여 근사식을 만든다
보다 넓은 온도 범위에서 고정밀도와 고분해능이 필요하며 B상수를 사용하는 방법으로는 부족한 경우, 3점의 온도를 기준으로 한Steinhart-Hart 상수를 사용하는 근사식을 이용할 수 있다.
그림 A(b)와 같이 B상수를 사용하는 방법보다 편차가 작다는 것을 알 수 있다. 단, 12비트 이상의 분해능을 가진 A-D 컨버터가 필요하다.
대수 거듭제곱과 부동소수점 연산을 많이 이용하며, 최근의 고성능 마이컴이라면 문제없이 처리할 수 있다.
B상수 모델의 근사값 선에 근접하도록 만들어진 특수한 NTC 서미스터(예를 들어 ERTJ1VA101)인 경우에는 이 방법을 사용하면 일반적인 서미스터로 얻을 수 있을 정도의 개선 효과를 기대할 수 없다(그림B).
이러한 서미스터에서는 오히려 B상수 모델을 이용하는 편이 좋은결과를얻을수있다.
2. Steinhart-Hart 상수를 사용한 근사
NTC 서미스터 103T(SEMITEC)의 사양서에 있는 특성표에서 Steinhart-Hart 상수(A, B, C)를 산출하는 과정은 다음과 같다.
y1＝lnRL(＝1.271×10)
y2＝lnRM(＝9.210)
y3＝lnRH(＝6.630)
단, TA : 절대온도 변환상수(273.15)[K]
TL : 저온 기준 섭씨온도(－50)[℃]
TM : 상온 기준 섭씨온도(25)[℃]
TH : 고온 측 기준섭씨온도(110)[℃]
RL : 저온 측 기준섭씨온도일때의 서미스터 저항값 (329.5×103)[Ω]
RM : 상온 측 기준섭씨온도일때의 서미스터 저항값 (10×103)[Ω]
RH : 고온 측 기준섭씨온도일때의 서미스터 저항값757.6)[Ω]
서미스터 저항값 RX에서 온도 TX를산출하는식은 다음과 같다.
단, RX는 임의의 섭씨온도일 때의 서미스터 저항값[Ω]이다. 온도 TX에서서 미스터 저항값을 산출하는 식은 다음과 같다.