계통 연계형 3상 pwm 인버터의 유 무효전력제어 방법

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Abstract

본 발명의 태양광 발전시스템은, 광에너지를 전기에너지로 변환하는 광전지 모듈; 상기 광전지 모듈로부터 입력되는 직류전압을 교류전압으로 변환하는 인버터; 상기 인버터의 출력을 잡음 성분을 제거하여 출력단으로 전달하는 필터부; 및 상기 출력단 측정값에 대한 PLL 방식으로 상기 인버터의 동작을 PWM 제어하는 PLL 제어부를 포함하며, 여기서, 상기 PLL 제어부는, 비발전 기간에는 계통의 고조파 저감 및 역률개선의 무효전력 보상기능을 수행하며, 발전 기간에는 발전 전원의 무효전력 보상 기능을 수행하도록 제어할 수 있다.

Description

무효전력 보상 기능의 태양광 발전시스템 및 그 운용 방법{Photoelectric Cell System with Compensating Wattless Power and Operating Method of it}

본 발명은 계통에 연계하여 무효전력을 보상할 수 있는 기능을 가지는 태양광 발전시스템 및 그 운용 방법에 관한 것이다.

지난 수십 년 동안, 신재생 에너지에 대한 수요는 화석 연료의 단점과 온실 효과 때문에 현저하게 증가되었다. 신재생 에너지원의 각종 유형 중 태양 에너지와 바람 에너지는 전력 전자 기술에서의 발전으로 인하여 가장 유망하고 매력적이게 되었다. 광전지(PV) 전원은 정비와 오염이 없다는 이점으로 현재 다양한 분야에서 적용되고 있다. 특히, 지난 몇 년간 태양 에너지 전원 분야는, 태양 전지의 효율 증가, 제조 기술 개선 및 규모의 경제에 의해 일관되게 성장하였다. 점점 PV 모듈은 많은 국가에 있는 공용 설비 계통에 연결되었고 연결될 것이다. 지금 전 세계에서 가장 큰 PV 발전소는 100MW 보다 더 크다.

그런데, PV 어레이의 출력은 태양 방사선 조사 및 기상 조건에 의해 좌우된다. 더 중요하게, PV 패널의 높은 초기 비용에 의하여 그리고 한정된 수명은 그들에서 되도록 다량의 전력을 추출한 것을 요구받는다. 그러므로, 최대 전력 점 추적 (MPPT)기술은 DC/DC 변환기에서 PV 어레이의 최대 효율성을 달성하기 위하여 실행되어야 한다. 몇몇 알고리즘은 MPPT 기술을 달성하기 위하여 개발되었다.

두드러지게 성장하는 PV 시스템의 용량으로 인하여, 전력 계통에 대한 PV 모듈의 영향력은 무시될 수 없다. 그들은 깜박임, 고조파의 증가와 같이 계통에 문제를 일으키고 전원 시스템의 안정성을 악화시킨다. PV 어레이의 용량의 증가와 전력 품질의 유지 모두, 기능과 고조파 전류 규정과 같은 PV 시스템에 대한 기술의 필요조건에 따르기 위하여 필요하다. 특히 대규모 PV 모듈이 계통에 연결될 때, 계통에 대한 효력은 확실히 가혹해질 가능성이 존재한다. 그러므로 PV 모듈이 전력 계통과 접속할 때, 장애 상태 하에서 시스템 운영 그리고 시스템 안정성에 대한 요구 조건이 강화될 것이다.

정류기와 스위칭 모드 파워 공급기와 같은 정전원 변환 장치의 증가 사용은 분산 시스템으로 고조파 전류의 주입을 일으키는 원인이 된다. 전류 고조파는 전압 일그러짐, 전류 일그러짐 및 전원 시스템의 불만족한 가동을 일으킨다. 그러므로 고조파 경감조치는 계통연계 PV 시스템에서 중요한 역할을 담당한다. 유효 전력 공급뿐만 아니라, PV 인버터는 비선형 부하에 의해 필요로 한 고조파 전류를 제공하기 위하여 제어될 수 있고, 계통 측의 전류가 정현파에 가깝게 되도록 한다.

일반적으로 계통연계형 태양광 발전시스템은 태양 전지, MPPT 컨버터, 태양전지에서 발전된 전력을 계통에 공급하기 위한 인버터로 구성된다. 이러한 기존의 시스템은 단순히 태양광으로부터 발전된 전력을 컨버터(또는 인버터)의 MPPT 제어에 의하여 계통에 공급하는 방식으로 일사량이 있는 주간에만 이용할 수 있어 높은 설치비에 비하여 이용률(5~6시간/일)이 매우 저조할 뿐만 아니라, 주택 및 오피스 빌딩 등과 같은 비선형 및 역률 부하에 적용 시 태양광 발전에 의한 유효전력 지원으로 계통의 역률은 오히려 악화되는 문제점을 가지고 있다.

일반적으로 계통에 역률이 발생하면 동일한 유효전력 수요에도 무효전력을 고려하여 공급해야 하기 때문에 계통의 공급전력요구량이 증가하게 된다. 현재 설치된 시스템의 규모가 작기 때문에 계통에 큰 문제가 되지 않지만, 앞서 언급한 것처럼 보급이 크게 확대되고 있는 실정을 감안하면 계통연계에 의한 문제가 발생할 수 있다. 또한, 컴퓨터 및 현대적인 전자기기 같은 비선형 부하의 급증은 계통의 고조파 증가 및 역률 감소 같은 계통의 전력품질은 물론 전기기기의 오동작 및 전력변환기의 정격용량 증가 같은 문제점이 발생하게 된다.

1. 선행문헌 1: 대한민국 공개특허 제2009-0124515호(2009.12.03)2. 선행문헌 2: 대한민국 공개특허 제2009-0015391호(2009.02.12)

본 발명은 야간 등 비발전 기간에도 계통으로 유효한 기능을 제공하는 태양광 발전시스템을 제공하고자 한다.

보다 구체적인 태양광 발전시스템은 태양광을 에너지원으로 하여 전력을 발전하는 태양전지와 발전된 전력을 계통에 공급하는 전류제어형 전압원인버터(CCVSI)로 구성되며, 주간모드 및 야간모드로 운전된다. 야간 모드에서는 계통의 고조파 저감 및 역률개선 등의 무효전력 보상기능을 수행하며, 일사량이 있는 주간 모드에서는 태양전지로부터 최대출력을 얻기 위한 MPPT 제어와 무효전력 보상 기능을 동시에 수행하는 태양광 발전시스템을 제공하고자 한다.

본 발명의 일 측면에 따른 태양광 발전시스템은, 광에너지를 전기에너지로 변환하는 광전지 모듈; 상기 광전지 모듈로부터 입력되는 직류전압을 교류전압으로 변환하는 인버터; 상기 인버터의 출력을 잡음 성분을 제거하여 출력단으로 전달하는 필터부; 및 상기 출력단 측정값에 대한 PLL 방식으로 상기 인버터의 동작을 PWM 제어하는 PLL 제어부를 포함할 수 있다.

여기서, 상기 PLL 제어부는, 비발전 기간에는 계통의 고조파 저감 및 역률개선의 무효전력 보상기능을 수행하며, 발전 기간에는 발전 전원의 무효전력 보상 기능을 수행하도록 제어할 수 있다.

여기서, 상기 PLL 제어부는, 상기 광전지 모듈의 비발전 기간에는, 출력단이 계통에 연결된 상태에서, 상기 인버터의 스위칭 소자들을 오프시킬 수 있다.

여기서, 상기 PLL 제어부는, 상기 인버터를 PWM 방식으로 구동하기 위한 PWM 드라이버; 상기 삼상 출력단의 전기적 신호를 검출하기 위한 PLL 검출부; 상기 PLL 검출부의 위상 검출값(θ)을 적용하여 삼상 변수의 dq변환을 수행하는 abc/dq 신호 생성부; 상기 변환된 dq로부터 결정되는 dp 전류 신호와, 상기 PLL 검출부에서 생성한 dp 전압신호를 이용하여, 상기 PWM 드라이버의 구동 신호를 생성하는 dq-프레임 제어부: 및 상기 dq-프레임 제어부의 구동 신호 생성에 필요한 기준 신호를 제공하는 기준 신호 생성부를 포함할 수 있다.

여기서, 상기 광전지 모듈이 생산한 전압을 승압하여 상기 인버터로 전달하는 부스트 변환기를 더 포함할 수 있다.

여기서, 상기 필터부는, 출력단의 전류를 제한하는 리액터와 고주파 성분을 차단하기 위한 커패시터를 포함할 수 있다.

본 발명의 다른 측면에 따른 태양광 발전시스템의 운용 방법은, 발전 기간에, 광전지 모듈에서 광에너지를 전기에너지로 변환하는 단계; 상기 광전지 모듈로부터 입력되는 인버터에서 직류전압을 교류전압으로 변환하는 단계; 상기 인버터의 출력을 필터부에서 잡음 성분을 제거하여 출력단으로 전달하는 단계; 상기 출력단 측정값에 대한 PLL 방식으로 상기 인버터의 동작을 PWM 제어하는 단계를 수행하고,

비발전 기간에, 상기 광전지 모듈을 차단하는 단계; 연결된 계통 전력의 무효 전력 보상 기능을 수행하는 단계를 수행할 수 있다.

여기서, 상기 광전지 모듈을 차단하는 단계에서는, 상기 인버터의 스위칭 소자들을 오프시킬 수 있다.

여기서, 상기 PWM 제어하는 단계는, 상기 출력단의 3상 중 2상간 전위차 및 3상 전류값을 검출하는 단계; 상기 검출값들 및 위상 검출값(θ)을 적용하여 삼상 변수의 dq변환을 수행하여 abc/dq 신호를 생성하는 단계; 기준 신호를 생성하는 단계; 상기 변환된 dq로부터 결정되는 dp 전류 신호와, 상기 PLL 검출부에서 생성한 dp 전압신호와, 상기 기준신호를 이용하여, 상기 PWM 구동 신호를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

여기서, 상기 광전지 모듈을 차단하는 단계는 상기 인버터를 이용하여 수행되고, 상기 연결된 계통 전력의 무효 전력 보상 기능을 수행하는 단계는 상기 필터부를 이용하여 수행될 수 있다.

상기 구성에 따른 본 발명의 태양광 발전시스템을 실시하면, 야간 등 비발전 기간에도 계통으로 유효한 기능을 제공하는 이점이 있다.

예컨대, 제안된 시스템은 양방향으로 전력수수가 가능한 CCVSI 하나만을 사용하여 태양광 발전의 최대전력생산 뿐 아니라 역률 개선 및 고조파 저감 등을 통해 계통의 전력품질을 향상시킬 수 있다. 이는 주간에만 운전되는 기존의 시스템과 비교하여 이용률(24/일)을 극대화 시킬 수 있으며, 추가적인 장치 없이 태양광 최대전력생산과 무효전력 보상 및 전력품질개선을 동시에 수행할 수 있어 효율성 향상 및 소형경량화를 이룰 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 태양광 발전시스템을 도시한 블록도.
도 2는 도 1의 태양광 발전시스템에서 부스트 변환기, 인버터, 필터부의 연계 부분을 나타낸 상세 블록도.
도 3은 도 1의 태양광 발전시스템 중 PLL 제어부에 구비되는 PWM 드라이버의 상세 블록도.
도 4는 PV 모듈 출력의 I/V와 P/V 특성을 각각 나타내는 그래프.
도 5는 증분 컨덕턴스 알고리즘에 따른 방법을 도시한 흐름도.
도 6은 도 1의 부스트 변환기와 MPPT 제어 회로 부분을 나타낸 상세 블록도.
도 7은 도 1의 상기 PLL 검출부의 일 실시예를 도시한 상세 블록도.
도 8은 도 1의 dq-프레임 제어부의 일 실시예를 도시한 상세 블록도.
도 9는 다양한 계통 부하에 연결된 상태의 도 1의 태양광 발전시스템을 도시한 블록도.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 태양광 발전시스템의 운용 방법을 도시한 흐름도.
도 11은 고조파 보상을 가진 인버터 전류, 비선형 부하전류 및 계통 전류를 나타내는 시뮬레이션 그래프.
도 12는 총고조파 왜곡에 따른 고조파 차수 도표를 나타내는 시뮬레이션 그래프.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 설명하겠다.

도 1에 도시한 본 발명의 일 실시예에 따른 태양광 발전시스템은, 광에너지를 전기에너지로 변환하는 광전지 모듈(110); 상기 광전지 모듈로부터 입력되는 직류전압을 교류전압으로 변환하는 인버터(160); 상기 인버터(160)의 출력을 잡음 성분을 제거하여 출력단으로 전달하는 필터부; 및 상기 출력단 측정값에 대한 PLL 방식으로 상기 인버터의 동작을 PWM 제어하는 PLL 제어부(200)를 포함할 수 있다.

또한, 상기 태양광 발전시스템은, 상기 광전지 모듈이 생산한 전압을 승압하여 상기 인버터로 전달하는 부스터 변환기(120)를 더 포함할 수 있다.

상기 PLL 제어부(200)는, 야간이나 악천후 등 비발전 기간에는 계통의 고조파 저감 및 역률개선의 무효전력 보상기능을 수행하며, 주간의 발전 기간에는 발전 전원의 무효전력 보상 기능을 수행하도록 운영될 수 있다. 이를 위해서는, 상술한 본 실시예의 태양광 발전시스템 중에서, 무효전력을 보상하는 기능을 수행할 수 있는 구성요소만을 비발전 기간에 계통과 연결시키고, 광전지 모듈은 계통과 차단시킬 수 있다. 상기 무효전력을 보상하는 기능을 수행하는 구성요소로는, 비교적 큰 양의 인덕터나 커패시터 성분을 가지는 상기 필터부가 대표적이다.

상기 비발전 기간의 상기 필터부의 계통 연결 및 상기 광전지 모듈의 계통 차단을 위해 별도의 스위치 소자들을 구비할 수도 있지만, 상기 인버터에 속한 스위치 소자(인버터는 일반적으로 직류를 교류로 변환하기 위한 스위치 소자를 구비한다)를 이용하는 것이 비용 절감의 이점이 있다.

이 경우, 상기 PLL 제어부(200)는, 상기 광전지 모듈의 비발전 기간에는, 출력단이 계통에 연결된 상태에서, 상기 인버터(160)의 DC-AC 변환을 위한 스위칭 소자(스위칭 트랜지스터)들을 모두 오프시키는 방식의 제어를 수행할 수 있다.

도 1에 도시한 태양광 발전시스템(PV 시스템)은, 분산 망과 접속된 상태로서, 상기 도면은 시스템의 단선개요 도표를 설명한다.

계통연계 PV 시스템의 경우에, 광전지(PV) 어레이(110)는 직류전원을 교류 전원으로 변환하는 전력 전자 인버터를 통해 계통에 연결된다. 다수의 다른 토폴로지는 지난 수십 년간 개발되고 사용되었다. 이중에서 멀티 스트링 토폴로지는 과거에는 PV 설치의 가장 일반적인 유형이다.

몇몇 스트링은 전압 부스트를 그들 자신의 DC/DC 변환기와 접속되고 DC 버스에 연결된다. 그 때 일반적인 DC/AC 인버터를 공공 설비와의 통합에 사용한다. 이 토폴로지의 장점은 전원의 단독 제어, 더 나은 보호, 설치와 정비 중에 안전하고, 저가 등등을 가지고 있다는 사실이다.

최대 전력 점 추적(MPPT) 기술은 DC/DC 변환기에서 PV 모듈의 최대 효율성을 달성하기 위하여 실행된다. 부스트와 척 변환기가 주로 사용하는 DC/DC 변환기 토폴로지이다. 그러나 부스트 변환기는 PV 어레이로 역전류를 방지할 수 있는 차단 다이오드 때문에 척 변환기에 비해 장점을 보여준다. 증분 컨덕턴스(IncCond)방법은 부스트 변환기 제어를 위해 사용된다.

부스트 변환기(120)의 출력은 DC 전송선을 통해 중앙 인버터(160)에 연결된다. DC 전송선은 두 부스트 변환기로부터 같은 거리에서 회선을 단락하는 것으로 간주한다. 멀티 스트링 PV 어레이는 특정 점에서 함께 연결된다. 그 다음 DC 공통 버스는 dc 연결 콘덴서 C 및 삼상 전압원 인버터(VSI)의 dc 측의 맨 끝과 접속된다. DC연결 콘덴서는 인버터의 DC측에서 전압을 조절하려고 한다. 그리고 용량은 콘덴서의 리플 필요조건에 달려 있다. 정현-삼각파 변조 전략에 근거를 두고 VSC는 제어된다. 접속 저항은 공유 연결점(PCC : Point of Common Coupling)을 분산 망에 VSC의 AC측 맨 끝을 연결한다. 접속 저항기는 IGBT의 저항을 포함한다. 필터 콘덴서 Cf는 인버터에 의해 생성된 전류 고조파에 대해 임피던스가 작은 경로를 제공한다.

분산 망은 실제 분산 망을 단순화하는 보기일 뿐이다. 분산 망은 변압기 Tr1, 부하, 2개의 분산 선로 및 콘덴서C1를 포함한다. Tr1는 PV 시스템을 위해 적당한 수준으로 네트워크 전압을 단계적으로 내린다. Tr1의 고전압 측에는 Y자 모양의 연결이 있고 견고하게 접지된다. 더하여, 삼상 부하는 PCC와 계통 사이의 위치에서 선로로 연결된다. PCC와 부하 사이 분산 선로의 인덕터와 저항은 L1와 R1으로 각각 표현된다. 유사하게, R2와 L2는, 각각 부하와 계통 사이 선로의 인덕터와 저항을 표현한다. 콘덴서 C1가 부하 역률 개선에 이용되고 부하에 항상 제공한다.

고조파 보상의 기능을 가진 멀티 스트링 계통연계 태양광(PV) 시스템의 개요는 도 2에서 설명된다. 그러나 변압기는 대규모 변압기가 낮은 전압량에서 필요하지 않다는 사실 때문에 하드웨어 구성에서는 표현하지 않았다. 그러나 가변 변압기는 상용 전압을 요구하는 전압으로 내리기 위하여 필요하다. 더욱이 전송선은 이 기계설비에서 저항 및 인덕터가 LC 필터와 연결 선로에 모두 포함되었기 때문에 고려되지 않는다. PV 어레이가 실험실에서 유효하지 않기 때문에, 제어할 수 있는 DC 전원은 PV 어레이의 특성을 모방하기 위하여 대신 이용된다. 삼상 R 부하와 병렬로 삼상 다이오드 정류기가 비선형부하로 연결된다.

도 2는 도 1의 태양광 발전시스템에서 부스트 변환기, 인버터, 필터부의 연계 부분을 상세히 나타낸 것이다. 상기 필터부는, 출력단의 전류를 제한하는 리액터(L1)와 고주파 잡음을 제거하기 위한 출력 커패시터(C0)를 구비할 수 있다. 또한, 관점에 따라서는, 도 1의 인버터(160) 입력단에 연결된 커패시터(C1)도, 그 기능상 필터부로 포함되도록 규정할 수도 있다.

도 3은 도 1의 태양광 발전시스템 중 PLL 제어부에 구비되는 PWM 드라이버의 상세 구조를 나타낸 것이다. 도시한 PWM 드라이버는 정현-삼각파 변조 제어 블럭으로서 동작한다. 도 2의 PWM 드라이버에서 출력되는 신호들에 의해 도 2의 인버터의 스위칭 트랜지스터들의 스위칭 동작이 PWM 방식으로 제어될 수 있다.

다음, 도시한 태양광 발전시스템의 최대전력점 추적 및 PLL을 적용한 제어 알고리즘을 전반적으로 살펴보겠다.

성능과 신뢰도는 상당한 전력 장치와 전압량을 가진 PV 시스템에서 가장 중요한 것이다. 그러므로 적당한 모델링과 제어 설계는 하드웨어 실행의 진행을 허용한다. 전체적인 PV 시스템은 몇몇 하부 조직으로 제어를 개별적으로 촉진하기 위하여 분할될 수 있다. 첫째로, 멀티 스트링 계통연계 태양광(PV) 시스템에서, 등가회로는 PV 어레이를 표현하기 위하여 만들어진다.

최대 전력 점 추적 (MPPT) 제어는 부스트 변환기에서 분배된 발전의 고효율을 지키기 위하여 실행된다. MPPT 알고리즘 및 블록 모형에 대하여 다룬다. 삼상 인버터는 분산 망과 고조파 교류 전원으로 직류 전원을 변환한다. 인버터 전류 제어는 고조파가 얼마나 잘 보상되는지 결정하기 때문에 이렇게 긴요하다. 전압 전원 인버터 (VSI) 제어에 대하여 다룬다. 분석과 제어라는 목적을 위하여, VSI 펄스 폭 변조 및 제어는 위상고정 루프(PLL : Phase Locked Loop)를 분산 망 전압에 동기화된다. 다음 삼상 AC 전압 및 전류는 설계와 제어를 보다 쉽게 하는 dq 축 대응물로 변환된다. 이에 관해서는 비선형 부하의 고조파 성분을 검출한다. 시간 영역 고조파 적출 방법을 제시하고 설명한다. 시스템 미분 방정식 및 고유치를 시스템의 안정성을 분석하기 위하여 유도한다. 시스템의 안정성에 영향을 미치는 시스템 매개변수를 결정한다.

다음, 최대전력점 추적을 적용한 제어 방법을 살펴보며, 특히, 증분 컨덕턴스 알고리즘을 살펴보겠다. PV 어레이는 비선형 특성을 나타낸다. 도 4는 PV 모듈 출력의 I/V와 P/V 특성을 각각 보여준다. PV 패널의 전력 전환비는 아직까지 그렇게 높지 않다. 그러므로 PV 패널에서 되도록 다량의 전력을 추출하는 것이 중요한 과제이다.

MPPT 알고리즘의 많은 종류가 개발되고 응용에 투입되었다. 가장 널리 보급된 것은, 일정한 전압 추적(CVT), 섭동 그리고 관측 방법(P&O)의 증분 컨덕턴스 방법(IncCond)이다. 이중 증분 컨덕턴스 방법은 높은 추적 정확도와 MPP 주위에서의 진동이 없는 것과 같이 다른 것들에 비해 장점을 가진다. 증분 컨덕턴스 알고리즘에 따른 방법의 흐름도를 도 5에 도시하였다.

도시한 흐름도에서 알 수 있는 바와 같이, MPP는 순시 컨덕턴스(I/V)과 증분 컨덕턴스(ΔI/ΔV)를 비교해서 추적될 수 있다. Vref는 레퍼런스 전압이고 MPP에서의 VMPP와 같다. 일단 MPP에 도달하면, PV 어레이의 가동은 태양 방사선 조사 또는 기상 조건에 있는 변화를 나타내는 ΔI에 있는 변화가 없는 한 그 지점에서 유지된다. 알고리즘은 새로운 MPP를 추적하기 위하여 Vref를 감소시키거나 증가시킨다.

도 6은 부스트 변환기 MPPT 제어 회로의 개요 도표를 나타낸 것으로, 본 도면을 참조하여 MPPT 실행 과정을 설명하겠다.

제어 알고리즘은 부스트 변환기에서 DC 전압을 전압원 인버터에 제공하기 위하여 실행된다. 부스트 변환기 토폴로지는 다음과 같은 이유로 MPPT 응용에 대해 벅 컨버터보다 장점이 있다. 첫째로, 인덕터를 통한 실효치 전류가 벅 변환기의 그것 보다는 더 적은 편이다. 전력 IGBT와 드라이버의 선택에 대하여, 전류 정격은 벅 변환기보다 부스트 변환기에서 더 낮다. 태양 발전 시스템의 용량은 빛에 달려 있다. 밤에는 전류가 누설 손실로 대규모 피해를 일으키는 원인이 될 수 있는 계통 측에서 다시 광전지로 흐를 수 있다. 역전류 차단 다이오드는 부스트 변환기에서 역 전류를 방지하는데 효과적이고, 다이오드는 역전류 차단 다이오드로 역전류를 피하는 것에 도움이 된다. 감쇠하지 않는 자연 주파수와 비교해서, 부스트 변환기는 벅 변환기보다 더 나은 동특성을 보여준다. 일반적으로 그것은 부스트 변환기의 작은 입력 캐패시턴스 때문에 더 넓은 대역폭 및 더 작은 공진이란 점에서 장점을 보여준다.

다음, 위상 고정 루프(Phase-Locked Loop)에 따른 제어 과정을 설명하겠다.

도 1의 PLL 제어부(200)는, 상기 인버터를 PWM 방식으로 구동하기 위한 PWM 드라이버(220); 상기 삼상 출력단의 전기적 신호를 검출하기 위한 PLL 검출부(230); 상기 PLL 검출부(230)의 위상 검출값(θ)을 적용하여 삼상 변수의 dq변환을 수행하는 abc/dq 신호 생성부(240); 상기 변환된 dq로부터 결정되는 dp 전류 신호와, 상기 PLL 검출부에서 생성한 dp 전압신호를 이용하여, 상기 PWM 드라이버의 구동 신호를 생성하는 dq-프레임 제어부(280): 및 상기 dq-프레임 제어부의 구동 신호 생성에 필요한 기준 신호를 제공하는 기준 신호 생성부(270)를 포함할 수 있다.

위상 고정 루프 기술은 전기 장치의 위상과 주파수 정보를 종합하는 일반적인 방법으로 특히 전력 전자 기기와 접속시킬 때 사용된다. 위상 정보를 얻는 간단한 방법은 상용 전압의 영 교차점을 검출하는 것이다. 그러나 영 교차점이 상용 주파수의 각 절반 주기에서만 검출될 수 있기 때문에, 위상 추적은 검출 점 사이에서는 불가능하고, 빠른 동적 성능은 얻어질 수 없다. 입력 파형의 적분을 이용하여 개선된 방법을 제시한다. 삼상 시스템에서는, 삼상 변수의 dq변환이 같은 특성을 지니고 있고, dq변환을 이용하여 PLL 시스템을 실행시킬 수 있다.

상기 PLL 검출부(230)는, 상기 인버터의 삼상 출력 라인들 중 어느 2 라인 간의 전위를 감지하기 위한 전위 센서(315)(다른 2 라인간의 전위는 실질적으로 동일하므로 중복 센싱은 하지 않았음) 및 상기 각 삼상 출력 라인의 전류를 감지하기 위한 3상 전류 센서들(311, 312, 313)을 포함할 수 있다.

도 7은 상술한 감지값들로부터 vd, vq 및 θ를 산출하는 상기 PLL 검출부(230)의 일 실시예를 도시한 블록 다이어그램이다. 도 7에서 Van, Vbn, Vcn은 도 1의 3상 전류 센서들(311, 312, 313)의 센싱값들 및 상기 전위 센서(315)의 센싱값을 연산하여 얻어질 수 있다.

여기서, 삼상 계통 전압은 동기 기준틀(synchronous reference frame)에서 표현될 수 있다. 변환 행렬 TS(θ)는 하기 수학식 1로 표현될 수 있다.

삼상 전압은 dq 축에 있는 2개의 DC 양으로 변환된다. 다음 q-축의 양 vsq는 기준값 0과 비교되고 오차 신호를 생성한다. 정상 상태에서는, q-축의 기준 값은 “0”으로 한다. 그래야 각 주파수가 계통 주파수와 같아지는 동안 AC 양을 표현하기 위하여 d-축 성분만 존재한다. 오차는 루프 필터를 각 주파수로 이끌어내기 위하여 통과한다. 상전이 θ는 각 주파수의 적분에 의해 유도된다. 제대로 루프필터 Ki(s)를 설계해서, PLL 주파수 ω및 위상θ 를 정확하게 추적될 수 있다.

루프 필터를 설계하는 각종 방법이 있다. second order loop는 필터 성능과 시스템 안정성의 좋은 교환으로 통용된다. second order loop에 대한 비례-적분 (PI) 필터는 하기 수학식 2와 같이 주어진다.

여기에서, Kp와 τ는 각각 PI 필터의 이득과 시간 상수를 표시한다. 동적 성능이 빠른 추적과 좋은 필터링 특성을 만족하는 PI 필터의 설계에서 고려된다.

다음, VSC 전류 제어 과정에 대하여 살펴보겠다.

PV 모듈에서 전압과 전류는 생성된 PV 모듈의 유효 전력 출력을 산정하기 위하여 측정되고 이용된다. 2개의 스트링 PV 시스템에 대하여, 실제 전력은 하기 수학식 3과 같이 산정된다.

분산 망으로 유입된 무효 전력 Qref은 “0”으로 맞춘다. 그래야 분산 망의 역률을 조정할 수 있다. dq축에 있는 전류 레퍼런스는 하기 수학식 4와 같이 유도된다.

여기에서 Vsd, Vsq는 공동 연결 점(PCC : point of common coupling)에서 dq 축에 있는 전압을 표현한다. 전류 제어 알고리즘은 하기 수학식 5와 수학식 6에 기초를 두어 설계된다

여기에서 id, iq는 각각 PCC로 흐르는 전류이고, R과 L은 각각 VSC와 분산망에 연결된 LC 필터의 저항과 인덕터이다. md와 mq는 dq축에 있는 변조 지수이다. Lω인자로 인하여 전류 id와 iq 가 결합된다. 전류의 동작을 분리하기 위해서는, 상기 수학식 5와 수학식 6에 대하여, 하기 수학식 7 및 수학식 8과 같이 주어진다.

여기에서 ud와 uq는 2개의 새로운 입력이다. 상기 수학식 5와 6에 상기 수학식 7과 8에 있는 md와 mq 를 대입하면, 하기 수학식 9와 수학식 10을 얻을 수 있다.

상기 수학식 9와 10은, id와 iq 가 ud와 uq에 의해 제어될 수 있는 선형 시스템을, 각각 분리된 2개로 표현한 것이다. 도 8은 도 1의 dq-프레임 제어부의 dq 축 전류 제어에 대한 개요를 설명하기 위한 블록 다이어그램이다.

도 8에서 제어 신호 ud가 오차신호

를 처리하는 보정장치의 출력Kd(s) 임을 보여준다. 마찬가지로, uq는 오차신호

를 처리하는 보정장치의 출력 Kq(s) 이다. 변조 신호 md와 mq를 생성하기 위해서는,

는 DC 연결 전압 vdc에서 그리고 iq를 분리하는 feed-forward 신호로 채택된다. feed-forward 보상은 PV 시스템 안정성을 강화하기 위하여 시스템의 나머지에서 PV 어레이를 분리한다. PWM 변조 신호는 ma, mb, mc로 md와 mq의 변환에 의해 일어난다. 전압원 인버터를 위한 펄스는 정현 삼각형 변조를 사용해서 점화된다.

다음, 상술한 구성의 태양광 발전시스템이 고조파를 보상하는 과정에 대하여 살펴 보겠다.

도 9는 다양한 계통 부하에 연결된 상태의 도 1의 태양광 발전시스템을 도시하고 있다. 도시한 상태의 PV 시스템은 전력 계통에 유효 전력을 공급할 뿐만 아니라 비선형 부하에 의해 생성된 고조파를 보상할 수 있다.

계통 전압은 이상적인 전압원으로 균형을 잡고 시뮬레이션 되고 있다고 가정한다. 그리고 태양 어레이와 계통은 저항부하와 병렬로 다이오드 정류기에 전원을 공급하고 있다. 부하 전류에는 고조파가 아주 많고, 인버터는 고조파 보상을 제공하기 위하여 제어된다.

DC 연결 콘덴서는 전압원 인버터(VSI)를 위한 DC 입력 전압을 조종한다. 콘덴서의 값은, 모든 전력이 DC 연결 콘덴서를 통해 PV 어레이에서 오기 때문에, 삼상 측에 있는 전력 변이에 달려 있다. LC 필터는 고차 전압 고조파를 삭제하기 위하여 사용되는 전압원 인버터(VSI)와 항상 함께 한다. 그러나 LC 필터는, AC 측에 중요한 효력이 있는, VSI의 출력 전압 파형을 결정한다는 사실 때문에 삭제할 수 없다. 그것은 다른 변조 알고리즘에 근거를 둔 펄스로 부터 정현 파형을 출력한다. 아직까지, LC 필터는 보상될 수 있는 고조파의 정도를 제한한다. 저주파 통과 필터이기 때문에, 고차 전류 고조파는 보상의 기능을 벗어난다. 다행히, 저차 고조파와 비교하여 고차 고조파는 매우 더 작다.

상술한 바와 같이 본 발명의 사상에 따라 비발전 기간에 계통의 고조파 보상을 수행하는 본 실시예의 태양광 발전시스템의 운용 방법을 정리하면 도 10과 같다.

도 10에 도시한 본 실시예의 태양광 발전시스템의 운용 방법은, 발전 기간에, 광전지 모듈에서 광에너지를 전기에너지로 변환하는 단계(S220); 상기 광전지 모듈로부터 입력되는 인버터에서 직류전원을 교류전원으로 변환하는 단계(S240); 상기 인버터의 출력을 필터부에서 잡음 성분을 제거하여 출력단으로 전달하는 단계(S260); 및 상기 출력단 측정값에 대한 PLL 방식으로 상기 인버터의 동작을 PWM 제어하는 단계(S280)를 수행하고;

비발전 기간에, 상기 광전지 모듈을 차단하는 단계(S310); 및 상기 필터부로 계통 전력의 무효 전력 보상 기능을 수행하는 단계(S350)를 수행할 수 있다.

여기서, 상기 PWM 제어하는 단계(S280)를 세부적으로 살며보면, 상기 출력단의 3상 중 2상간 전위차 및 3상 전류값을 검출하는 단계; 상기 검출값들 및 위상 검출값(θ)을 적용하여 삼상 변수의 dq변환을 수행하여 abc/dq 신호를 생성하는 단계; 기준 신호를 생성하는 단계; 및 상기 변환된 dq로부터 결정되는 dp 전류 신호와, 상기 PLL 검출부에서 생성한 dp 전압신호와, 상기 기준신호를 이용하여, 상기 PWM 구동 신호를 생성하는 단계로 이루어질 수 있다.

도시한 과정에서 상기 S240 단계 및 S310 단계, S390 단계는 동일한 구성요소인 도 1의 인버터(160)(보다 구체적으로는 인버터에 속한 스위칭 트랜지스터)를 이용하여 수행될 수 있고, 또는, 상기 S260 단계 및 S350 단계는 동일한 구성요소인 도 1의 시스템의 필터부를 이용하여 수행될 수 있다.

즉, 계통 차단을 위한 추가적인 스위칭 소자로 인한 비용 증대를 방지하는 구현에서, 상기 광전지 모듈을 차단하는 단계(S310)에서는, 상기 인버터의 스위칭 소자(스위칭 트랜지스터)들을 오프시킬 수 있다.

도 11 및 도 12은 고조파 보상 효과를 알아보기 위한 시뮬레이션 결과로서, 도 11은 고조파 보상을 가진 인버터 전류, 비선형 부하전류 및 계통 전류를 나타내고 있으며, 도 12는 총고조파 왜곡에 따른 고조파 차수 도표를 나타내고 있다.

상기 도면에서 Isa: 계통전류, ILa : 비선형 부하전류, Ia : 인버터 전류이다.

도 11에 도시한 바와 같이, 인버터 측에 전류가 보상하기 전에 그것과 비교된 고조파로 가득 차 있음을 알 수 있다. 그러나 계통 측에 전류는 인버터 전류로 보상 후에 사인 곡선에 가깝게 된다.

한편, 도 12에서 비정현 부하 전류에 의해 발생한 저차 고조파 성분이 인버터 전류에 의해 무효 전력분이 보상되어 계통전류의 저차 고조파 성분이 감쇠됨을 알 수 있다. 전류 일그러짐은 고조파 보상 후에 매우 감소된다.

상기한 실시예는 그 설명을 위한 것이며, 그 제한을 위한 것이 아님을 주의하여야 한다. 또한, 본 발명의 기술분야의 통상의 전문가라면 본 발명의 기술사상의 범위에서 다양한 실시예가 가능함을 이해할 수 있을 것이다.

110 : 광전지 모듈 120 : 부스터 변환기
160 : 인버터 200 : PLL 제어부
220 : PWM 드라이버 230 : PLL 검출부
240 : abc/dq 신호 생성부 270 : 기준 신호 생성부
280 : dq-프레임 제어부

Claims (7)

1. 광에너지를 전기에너지로 변환하는 광전지 모듈;
   상기 광전지 모듈로부터 입력되는 직류전압을 교류전압으로 변환하는 인버터;
   상기 인버터의 출력을 잡음 성분을 제거하여 출력단으로 전달하는 필터부; 및
   상기 출력단의 측정값에 대한 PLL 방식으로 상기 인버터의 동작을 PWM 제어하는 PLL 제어부를 포함하되,
   상기 PLL 제어부는,
   상기 인버터를 PWM 방식으로 구동하기 위한 PWM 드라이버;
   상기 출력단의 전기적 신호를 검출하기 위한 PLL 검출부;
   상기 PLL 검출부의 위상 검출값(θ)을 적용하여 삼상 변수의 dq변환을 수행하는 abc/dq 신호 생성부;
   상기 변환된 dq로부터 결정되는 dp 전류 신호와, 상기 PLL 검출부에서 생성한 dp 전압신호를 이용하여, 상기 PWM 드라이버의 구동 신호를 생성하는 dq-프레임 제어부: 및
   상기 dq-프레임 제어부의 구동 신호 생성에 필요한 기준 신호를 제공하는 기준 신호 생성부를 포함하여,
   비발전 기간에는 계통의 고조파 저감 및 역률개선의 무효전력 보상기능을 수행하며, 발전 기간에는 발전 전원의 무효전력 보상 기능을 수행하도록 제어하고,
   상기 PLL 제어부는, 상기 광전지 모듈의 비발전 기간에는, 출력단이 계통에 연결된 상태에서, 상기 인버터의 스위칭 소자들을 오프시키고,
   상기 기준신호는 다음 [수식 1]에 의해 제공하는 태양광 발전시스템.
   [수식 1]

   단, Idref, Iqref는 기준신호,
   Vsd, Vsq는 공동연결점에서 dq축에 있는 전압,
   Pref는 실제 전력, Qref는 무효전력.
   

3. 제 1 항에 있어서,
   상기 광전지 모듈이 생산한 전압을 승압하여 상기 인버터로 전달하는 부스트 변환기를 더 포함하는 태양광 발전시스템.
   

4. 제 1 항에 있어서,
   상기 필터부는,
   출력단의 전류를 제한하는 리액터와 고주파 성분을 차단하기 위한 커패시터를 포함하는 태양광 발전시스템.
   

5. 발전 기간에,
   광전지 모듈에서 광에너지를 전기에너지로 변환하는 단계;
   상기 광전지 모듈로부터 입력되는 인버터에서 직류전압을 교류전압으로 변환하는 단계;
   상기 인버터의 출력을 필터부에서 잡음 성분을 제거하여 출력단으로 전달하는 단계;
   상기 출력단의 측정값에 대한 PLL 방식으로 상기 인버터의 동작을 PWM 제어하는 단계;를 수행하고,
   비발전 기간에,
   상기 광전지 모듈을 차단하는 단계;
   연결된 계통 전력의 무효 전력 보상 기능을 수행하는 단계를 수행하되,
   상기 PWM 제어하는 단계는,
   상기 출력단의 3상 중 2상간 전위차, 3상 전류값, 및 위상(θ)을 검출하는 단계;
   검출된 전위차, 전류값, 및 위상(θ)을 적용하여 삼상 변수의 dq변환을 수행하여 abc/dq 신호를 생성하는 단계;
   기준 신호를 생성하는 단계;
   상기 변환된 dq로부터 결정되는 dp 전류 신호와, 상기 출력단에서 검출된 dp 전압신호와, 상기 기준신호를 이용하여, 상기 인버터의 동작을 제어하는 PWM 구동 신호를 생성하는 단계를 포함하고,
   상기 광전지 모듈을 차단하는 단계에서는, 상기 인버터의 스위칭 소자들을 오프시키고,
   상기 연결된 계통 전력의 무효 전력 보상 기능을 수행하는 단계는 상기 필터부를 이용하여 수행되고,
   상기 기준신호는 다음 [수식 2]에 의해 생성하는 태양광 발전시스템의 운용 방법.
   [수식 2]

   단, Idref, Iqref는 기준신호,
   Vsd, Vsq는 공동연결점에서 dq축에 있는 전압,
   Pref는 실제 전력, Qref는 무효전력.

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